Under konferensen SSoCC´14 i Vadstena, organiserad av IEEE Sweden Solid-State Circuits/Circuits & Systems Joint Chapter, var en av de inbjudna talarna dr Eric Klumperink från tekniska universitetet i Twente, Holland. Han talade om hur man kan åstadkomma robusta radiosystem i CMOS, något som är en utmaning i och med användningen av allt fler frekvensband och en utveckling som går mot kognitiv radio.

Erik Klumperink är associerad professor och ”IEEE distinguished lecturer”, med en specialisering på analog IC-konstruktion, RFIC, kognitiv radio och fasade antennmatriser.
Mobiltelefoner och surfplattor konstrueras för allt fler frekvensband enligt GSM, UMTS/HSPA och LTE samt Bluetooth, flera WiFi-band och GPS.
I allt högre grad gäller det att utnyttja spektrum så effektivt som möjligt. Ett mål är att gå mot kognitiv radio, som kan anpassa sig mot den ögonblickliga situationen och som kan utnyttja ett för tillfället oanvänt spektrum. Men detta kräver oerhört mycket av mottagaren. Den bör vara av typen ”software defined radio” för att vara snabbt omställbar och kunna ta emot ett brett spektrum med hög dynamik. Så vilka grundkrav måste man ställa?
Erik Klumperink började med att definiera dessa:
Om vi utgår från 0 dB brusfaktor i rumstemperatur motsvarar detta -174 dBm vid 1 Hz bandbredd.
Har vi så 4 dB brusfaktor och 10 MHz bandbredd, vilket motsvarar 70 dB, får vi ett brusgolv på -174 + 4 + 70 = -100 dBm.  Om vi sedan kräver ett signal/brusförhållande på 100 dB, för att inte riskera störningar genom blockering, måste mottagaren klara -100 dBm + 100 dBm = 0 dBm.
För att A/D-omvandla ett så stort dynamiskt område krävs det en omvandlare med 17 bitar (ungefär 6 dB per bit) och detta inom kanske 50 MHz till 6 GHz för en kognitiv radio.
En sådan A/D-omvandlare är knappas möjlig att åstadkomma i praktiken, för om omvandlaren drar, säg 1 pJ per omvandlingssteg och har exempelvis 12 GHz samplingshastighet blir effektförbrukningen  ungefär 1,5 kW!

Nödvändig nedblandning
Det blir nödvändigt att blanda ned signalfrekvensen innan den når A/D-omvandlaren.
Denna konverter måste ha filter, för att undvika spegelfrekvenser, och ofta behövs det en lågbrusförstärkare eftersom blandaren har hög brusfaktor och blandaren måste tåla starka signaler för att inte skapa intermodulation.
Problematiken är känd sedan radions barndom. Men att skapa en lösning för kognitiv radio, eller en radio med massor av frekvensband kräver nya ”grepp”. Mottagaren måste vara extremt bredbandig, vilket gör att det inte går att filtrera bort falska frekvenser och intermodulationsprodukter.
För att kunna undvika filter på ingången föreslår Erik Klumperink  att man använder blandare som undertrycker spegelfrekvenser. Han är för övrigt en av patentinnehavarna. Läs mer på  http://patents.justia.com/patent/8606210.

Interceptpunkt
Ofta specificeras en mottagarens intermodulationsegenskaper med angivande av interceptpunkten med avseende på 3:e ordningens intermodulationsprodukter (IM3) liksom 2:a ordningens intermodulationsprodukter (IM2).
Interceptpunkten definieras som korsningspunkten mellan nyttosignal och den tre gånger så snabbt växande IM3. Korsningspunkten är fiktiv – i själva verket kan den aldrig uppnås. Att IM3 ökar tre gånger så snabbt som nyttosignalen inträder bara för låga IM-värden. Vid höga värden sker en begränsning och kurvan viker av.
Långt under IIP3 (3:e ordningens interceptpunkt på ingången) kommer nyttosignalen att begränsas. I databladen finner man ibland den innivå som ger -1 dB kompression (CP1dB).
Med uppgift om IIP3, brusfaktor och bandbredd kan man få en enkel uppskattning av spuriosfritt dynamiskt område (SFDR eller IMFDR3). Om exempelvis IIP3 är 0 dBm, vi har 4 dB brusfaktor och 10 MHz bandbredd (70 dB) får vi SFDR = 2/3(IIP3 – NF -10log(BW) + 174) = 2/3(0-4-70+174) = 67 dB.

Linjärisering
Om det linjära området i förstärkare i mottagarkedjan är alltför litet har man möjligheten att öka detta genom återkoppling. Klumperink beskrev olika metoder som parallellkoppling av MOSFETar eller ett komplementärt steg av en N-kanals MOSFET i serie med en P-kanals MOSFET.
Han beskrev också en typ av differentialsteg där signalen på ena MOSFETen (source-jordade) matades in på gaten och på den andra (gate-jordade). Signalen hos respektive drain ligger då i motfas medan bruset ligger i fas och därmed undertrycks.
Med de låga matningsspänningar som förekommer i integrerade kretsar tillverkade i moderna halvledarprocesser kan man råka ut för kompressionsproblem.
Antag att vi har 1,2 V matningsspänning på en förstärkare som på ingången matas med 0 dBm. Det motsvarar 1 mW eller 0,63 V topp-till-tipp över 50 ohm. Med 6 dB förstärkning klipper förstärkaren.
En klippt signal orsakar korsmodulation och högre ordningens intermodulationsprodukter. I det här fallet får man helt enkelt undvika RF-förstärkning.
Klumperink uppmanar i stället konstruktören att mata in signalen i en spännings/strömomvandlare. En sådan kan med god optimering av PMOS/NMOS skapa hög IIP3 genom att undvika stort spänningssving. Om signalen inte klipps undviker man 3:e ordningens IM orsakade av blandning mellan grundton och överton (X21 och X12).

Tolerant mot blockering
Klumperink beskrev ett blockeringstolerant ingångssteg där signalen passerar en gate-jordad MOSFET och en source-jordad MOSFET, för att få ut en differentiell signal som sedan matar två passiva blandare. Att använda passiva blandare i stället för aktiva är ett känt, traditionellt sätt att öka signaltåligheten. Den beskrivna inverteringen för att få en differentiell signal undertrycker bruset, vilket är likfasigt mellan utgångarna.

Ingen LNA
För att undvika problem med alltför starka signaler anbefaller Klumperink en lösning där man helt enkelt utelämnar en förstärkare (LNA, lågbrusförstärkare) före blandaren. Brusfaktorn avgörs då av blandarens förluster (och av eventuella förluster i ett filter före blandaren och efterföljande stegs brusfaktor) + brus som viks in från spegelfrekvenser.
Lösningen i att undertrycka spegelfrekvenser ligger i att använda en flerfasblandare (4 faser eller eventuellt 8 faser) för att undertrycka övertoner. Sedan gäller det att skapa en blandare med så låga förluster som möjligt.
Klumperink föreslog i sin presentation en 4-fasblandare (0°, 180°, 90° och 270°). I princip består den av fyra samplingsomkopplare som matar var sin kondensator. Tack vare att man har en kondensator, och inte en resistans (t ex 50 ohm) får man inte traditionella förluster runt 6 dB. I stället har den här blandaren bara 0,9 dB dämpning. Med ideal omgivning (inga förluster innan, 0 dB brustal hos efterföljande kretsar) får man alltså 0,9 dB brustal om man kominerar utgående signaler I+, I-, Q+ och Q-!
Tyvärr kan vi här inte visa något principschema på blandaren eftersom IEEE har ensamrätt till detta. Se referenserna [1] och [2].
Ett annat förslag [3] går ut på att man på liknande sätt bygger en flerfasblandare med kapacitiv belastning, men i det här fallet med 8 faser. Ju fler faser, desto högre är utombanddämpningen vilket vi kan mäta som IIP3 och CP1dB i dessa frekvensområden. Flerfasblandaren fungerar helt enkelt som ett filter. Dessutom sänks lokaloscillatorns fasbrus och utstrålningen av oscillatorsignalen undertrycks bättre.

Fasade antenner
En intressant möjlighet hos flerfasblandare med kapacitiv belastning av switcharna är att åstadkomma spatial selektivitet genom att mata in signaler från en antenn per switch för att åstadkomma fasade antennmatriser (”phased arrays”).
Att samtidigt tillämpa frekvensfiltrering och spatial filtrering skapar nya möjligheter.

Flexibla mottagare
Sammantaget visade Eric Klumperink möjligheter att skapa flexibelt anpassningsbara mottagare med mindre behov av filter, men som trots det klarar högre störande signaler. Vid förekomst av starka insignaler är det en fördel att använda passiva filter, där de behövs, liksom att starta med en passiv blandare. Flerfasiga blandare kan undertrycka övertoner effektivt – bättre undertryckning ju fler faser som används. Om blandarswitcharna avslutas med kapacitiv last kan lägre brustal än för konventionella blandare mot en resistiv last uppnås.

Referenser:
[1] B Cook, A Berny, A Molnar, S Lanzisera, K Pister, ”Low power 2.4 GHz transceiver with passive RF front-end and 400 mV supply” IEEE JSSC, sid 257-2766, december 2006.
[2] M C M Soer, E A M Klumperink, Z Ru, F E van Vliet, B Nauta, ”A 0.2 to 2.0 GHz 65 nm CMOS receiver without LNA acheiving 11 dBm IIP3 and <6.5 dB NF”, ISSCC, sid 222-223, februari 2009.
[3] C Andrews och A C Molnar, ”A passive mixer-first receiver with digitally controlled and widely tunable RF interphase”, IEEE JSCC, sid 2696 – 2798, 2010.

Filed under: Teknikartiklar