Kvasiresonanta omvandlare är mycket effektiva, men många tvekar eftersom de kan verka komplicerade. Piotr Pupar, teknisk chef för Future Electronics i Polen beskriver här hur konstruktionen kan förenklas med dagens avancerade IC-styrenheter.

Skärpta regler för energieffektivitet innebär stora incitament för SMPS-konstruktörer (Switched-Mode Power Supply) att sänka energiförbrukningen i sina konstruktioner, särskilt vad gäller strömförsörjning för hushållselektronik. Varje liten energibesparing innebär minskad spillvärme, och därmed lägre miljöpåverkan.
Den teknologiska utvecklingen på området kvasiresonant omvandling utlovar en högre effektivitet vid spänningsmatning och samtidigt reducering av elektromagnetiska störningar (EMI–Electro-Magnetic Interference) jämfört med konventionella icke-resonanta topologier, men systemet har hittills inte vunnit särskilt många anhängare i konstruktionsvärlden. Många SMPS-konstruktörer undviker kvasiresonant teknik eftersom den framstår som främmande. Kvasiresonant omvandling är mer komplicerad än icke-resonanta lösningar, och det finns många som menar att kvasiresonant omvandling ger otillräckliga fördelar för att väga upp extraarbetet med att implementera ett sådant system.
I verkligheten är en implementering av kvasiresonant omvandling knappast mer komplicerad än att konstruera en flyback-omvandlare. Många konstruktörer är väl bekanta med flyback-systemen, men kvasiresonant teknik utlovar vinster i effektivitet och sänkta störningsnivåer som är tillräckligt stora för att vara lönsamma. Den här artikeln beskriver den grundläggande funktionen hos en kvasiresonant krets, och lägger särskild tonvikt vid de viktiga frågor som konstruktörer och ingenjörer behöver ta hänsyn till.

Kvasiresonant omvandling
Syftet med att implementera en resonant krets i en effektomvandlare är att förbättra kommuteringsprocessen i halvledaromkopplaren. Faktum är att tillägget av en resonant krets möjliggör nollspänningsomkoppling eller nollströmsomkoppling, vilket ger en totalt sett bättre systemeffektivitet jämfört med konventionella SMPS-topologier som flyback-omvandlaren. En resonant omvandlare sänker dessutom de elektromagnetiska störningarna jämfört med hårdvaruomkopplade omvandlare.

Fig 1. Förenklat schema över kvasiresonant flyback-omvandlare (använd figur 6, AN-6921 från Fairchild)

Till skillnad från den resonanta topologin, där den resonanta kretsen endast är aktiv vid omvandlingsprocessen, använder den kvasiresonanta topologin endast en mjuk kommuteringsprocess. Ett förenklat diagram över en kvasiresonant flyback-omvandlare visas i fig 1. Den här topologin har tydliga likheter med en konventionell flyback-omvandlare som arbetar med fyrkantvåg och pulsbreddsmodulering (PWM–Pulse Width Modulation), där Coss representerar den totala kapacitansen hos drain-noden.
Fig 2 visar typiska vågformer hos en kvasiresonant flyback-omvandlare. Omvandlarens funktion kan beskrivas på följande sätt:
* Under MOSFET-transistorns tillslagstid eller ON-tid (tON) appliceras insignalspänningen (Vin) över primärsidans induktor (Lm). MOSFET-transistorns ström (IDS) ökar linjärt från noll till toppvärdet/peakvärdet (Ipk). Under den här tiden dras energi från ingången och lagras i induktorn. Mängden energi som sparas uttrycks med formeln Lm x Ipk2/2.
* När MOSFET-transistorn stängs av tvingar den sparade energin i induktorn fram ett tillslag i likriktardioden (D). Under diodens tillslagstid eller ON-tid (tD) appliceras utsignalspänningen (Vout) över sekundärsidans induktor, och diodströmmen (ID) sjunker linjärt från toppvärdet/peakvärdet (Ipk x Np/Ns) till noll. (Np och Ns representerar antalet varv på transformatorlindningen på primärsidan respektive sekundärsidan.) Vid slutet av tD har all energi som sparats i induktorn levererats till utgången. Under den här perioden reflekteras utsignalspänningen till primärsidan som Vout x Np/Ns. Summan av insignalspänningen (Vin) och den reflekterade utsignalspänningen visas över MOSFET-transistorn.
* När diodströmmen når noll börjar drain-till-source-spänningen (VDS) att oscillera genom resonansen mellan primärsidans induktor (Lm) och MOSFET-transistorns uteffektkondensator (Coss) med amplituden Vout x Np/Ns på förskjutningen av Vin, enligt fig 2. Kvasiresonant omkoppling uppnås genom tillslag av MOSFET-transistorn när VDS når sitt minimivärde. Detta minskar omkopplingsförlusterna vid MOSFET-transistorns tillslag, dvs de förluster som orsakas av kapacitanslasten mellan drain och source på MOSFET-transistorn. Om transformatorn har konstruerats så att resonansens amplitud är större än Vin – genom ökning av lindningsomsättningen Np/Ns – uppnås nollspänningsomkoppling hos MOSFET-transistorn.

Nollspänningsomkoppling
Omkoppling av en MOSFET-transistor vid botten av en ‘vågdal’ (dvs vid det lägsta värdet på VDS) är bra ur effektivitetssynvinkel. Men det finns ytterligare en fördel: systemet ser också till att MOSFET-transistorn slår till vid nollström, eftersom dVDS/dt = 0. Dioden slår även ifrån vid nollström. Sådan mjuk omkoppling minskar inte bara omkopplingsförlusterna, utan sänker också det omkopplingsbrus som orsakas av diodens reverserade återställning.

Fig 2. Typiska vågformer hos kvasiresonant flyback-omvandlare (använd figur 7, AN-6921 från Fairchild)

Detta innebär förstås att PWM-styrenheten som används i kretsen för den kvasiresonanta omvandlarkretsen måste kunna känna av när dalen nått sin lägsta punkt, och sedan slå till MOSFET-transistorn. Den här funktionen krävs inte i en konventionell (hårdomkopplad) flyback-omvandlare.
I princip kan varje PWM-styrenhet som kan känna av negativa värden på VDS användas för att styra en kvasiresonant omvandlare. Detta innefattar enheter som:
* FAN6921 från Fairchild Semiconductor
* NCP1380 från ON Semiconductor
* L6566A/B/BH från STMicroelectronics
* ALTAIR05T-800 från STMicroelectronics
Informationsbladen 6921 och 4150 från Fairchild, AND8431/D från ON Semiconductor och AN1326 från STMicroelectronics innehåller gott om information som kan hjälpa konstruktören att implementera kvasiresonant omvandling.

Fördelar och nackdelar
Tack vare den parasitiska drain-kapacitansen hos MOSFET-transistorn, som möjliggör nollspännings- och nollströmsomkoppling kan en kvasiresonant omvandlare nå hög effektivitet (i regel 83–87 %) och låga elektromagnetiska störningar.
En annan viktig fördel är den höga egensäkerheten i händelse av kortslutning. Detta beror på att MOSFET-transistorns ledningscykler begränsas tills att transformatorn är helt avmagnetiserad, vilket betyder att transformatormättnad inte är möjlig.
Samtidigt är implementering av en kvasiresonant omvandlare absolut möjligt för konstruktörer som tidigare har implementerat en konventionell flyback-omvandlare, eftersom en kvasiresonant omvandlare genererar effekt på samma sätt som en traditionell dito. Det krävs inte så stora extrakunskaper.
Det bör dock noteras att den kvasiresonanta tekniken också har vissa nackdelar. En typisk funktion hos system som arbetar i diskontinuerligt ledningsläge (dvs där strömmen genom induktorn går ned till noll vid slutet av kommuteringsperioden) är att toppströmmar och RMS-värden är relativt höga. Detta ger högre ledningsförluster i MOSFET-transistorn och större högfrekvensförluster i transformatorn. De bästa resultaten från kvasiresonanta kretsar fås därför vid effektnivåer under 150 W för större spänningsmatningsuppgifter, och under 200 W för spänningsmatning i europeiska system.

Fig 3. Typisk krets för avkänning av vågdalar (använd figur 13, AN6921 från Fairchild)

En annan mindre önskvärd egenskap hos kvasiresonanta omvandlare är att omkopplingsfrekvensen stiger när lasten faller. I extremfallet kan det här fenomenet eliminera fördelarna med mjuk omkoppling, eftersom effektförluster i MOSFET-transistorn ökar betydligt vid en hög omkopplingsfrekvens. Detta nödvändiggör implementering av en frekvenslåsning av PWM-styrenheten, för att förhindra att frekvensen stiger över en definierad högsta tillåtna nivå.
En kvasiresonant omvandlare behöver i regel en MOSFET-transistor med ett högre värde på VDS (i regel 800 V) än en vanlig flyback-styrenhet som arbetar under samma förhållanden, för vilka 600 V i regel är tillräckligt. En sådan 800 V-enhet är i regel dyrare än motsvarande 600 V-variant, och kan oftast inte integreras i samma produkt som styrenheten.

Viktigt att beakta
PWM-styrenheten för en kvasiresonant flyback-omvandlare kan deriveras från styrenheten för en hårdomkopplad flyback-omvandlare, med vissa funktionstillägg. Halvledartillverkare som Fairchild Semiconductor, STMicroelectronics och ON Semiconductor erbjuder integrerade lösningar som hanterar utmaningarna med kvasiresonant teknik på ett lyckat sätt. Vissa modeller, t.ex. L6566A från STMicroelectronics, stöder också det traditionella flyback-omvandlarläget.
Informationsbladen från dessa halvledarleverantörer är en rik underlagskälla för konstruktion av kvasiresonanta omvandlare. Innan en konstruktör ger sig in på konstruktion av en kvasiresonant omvandlare för första gången är det viktigt att känna till de viktiga frågorna som konstruktörerna ställs inför.
Ovanstående rapport visar att tillförlitlig avkänning av vågdalen i MOSFET-transistorns spänning är ett avgörande element för funktionen hos kvasiresonanta omvandlare. Vissa PWM-omvandlare implementerar den här funktionen bättre än andra, och det är viktigt att ta hänsyn till detta vid utvärdering av konkurrerande enheter. Fig 3 visar till exempel ett typiskt exempel på en krets för avkänning av vågdalar med hjälp av Fairchilds PWM-styrenhet FAN6921. Vågdalen i MOSFET-transistorns spänning avkänns genom övervakning av strömmen som flyter ut ur DET-stiftet – kretsen triggas när strömmen som flyter ut från stiftet överskrider 30µA. Detta är en särskilt tilltalande lösning, eftersom den bara behöver en extra lindning på effekttransformatorn och två resistorer.
Ytterligare en viktig egenskap hos PWM-styrenheten är dess hantering av frekvensbegränsning vid reducerad last. När omkopplingsfrekvensen närmar sig sitt takvärde finns en risk för att vågdalshopp inträffar, dvs. att styrenheten växlar mellan två vågdalar, vilket leder till instabil drift och störningar vid medelhöga och låga utsignalnivåer.
Avancerade kvasiresonanta styrenheter innehåller därför en låsningskrets för signalvågdalar. I dessa kretsar sänks omkopplingsfrekvensen steg för steg genom vågdalsväxling när lasten minskar. När styrenheten väljer en vågdal låser den fast på den valda vågdalen tills att uteffekten förändras tillräckligt kraftigt för att en ändring ska ske. Detta är en framgångsrik teknik som kan utöka den kvasiresonanta funktionen så att även lättare laster kan hanteras utan att frekvensstabiliteten försämras. Ett bra exempel på den här tekniken ges genom NCP1380 från ON Semiconductor som arbetar ned till den fjärde vågdalen och växlar till ett variabel frekvensläge som ger utmärkta effektegenskaper i vänteläget.
Den sista funktionen som vi ska se upp för är PFC-regleringen (Power Factor Correction – effektfaktorkorrigering). En korrekt konstruerad kvasiresonant omvandlare bör uppnå en effektivitet på över 80 procent, men tillägget av en PFC-styrkrets kan ge ytterligare förbättringar av dessa redan höga värden. Fairchilds FAN6921 har en integrerad PFC-styrenhet, STMicroelectronics L6566A erbjuder ett PFC-system som samarbetar med en extern PFC-styrenhet som t ex L6563. ON Semiconductors NCP1381/82 är kvasiresonanta styrenheter som kan användas för att automatiskt koppla från PFC-styrenheten vid låga laster, och därmed sänka energiförbrukningen i vänteläge.

Lämpliga områden
Kvasiresonanta omvandlare är extra lämpliga för bruskänsliga uppgifter, till exempel TV eller ljudutrustning, men de kan också med fördel användas i andra typer av elektronisk utrustning. Den höga integreringsnivån i dagens avancerade styrenheter för kvasiresonanta omvandlare möjliggör kostnadseffektiva och lyckade konstruktioner.
Piotr Pupar, teknisk chef, Future Electronics (Polen)

Referenser: Informationsblad från halvledartillverkare
[1] AND8431/D – ”Designing a Quasi-Resonant Adaptor Driven by the NCP1380”, ON Semiconductor, december 2009.
[2] AN-6921 – ”Integrated Critical Mode PFC / Quasi-Resonant Current Mode PWM Controller FAN6921, Fairchild Semiconductor Corporation, augusti 2010
[3] AN-4150 – ”Design Guidelines for Flyback Converters Using FQS-series Fairchild Power Switch (FPS), Fairchild Semiconductor Corporation, oktober 2006
[4] L6566A – ”Multimode controller for SMPS with PFC front-end”, ST Microelectronics, december 2008.

Filed under: Analogteknik