Eric Persson, Executive Director GaN Applications and Marketing, International Rectifier förklarar här GaN-komponenters karaktäristik med fokus på kaskodkoppling. Han visar också de prestanda- och verkningsgradsförbättringar som är möjliga i andra applikationer som kraftaggregat och motorstyrningar.

Galliumnitridbaserade (GaN) transistorer har funnits i många år för högfrekvensapplikationer (HF). På senare tid har fokus varit på utveckling av kostnadseffektiva och högpresterande GaN-baserade effekttransitorer för kraftelektronikapplikationer. Fler än ett dussin halvledartillverkarfirmor är aktivt engagerade i utveckling av flera olika metoder för att kommersialisera GaN-effekttransistorer.
Den första fullskaliga kommersialiseringen lanserades nyligen av International Rectifier – en GaN kaskod-FET i halvbryggkoppling för en högpresterande ljudförstärkare I klass-D som arbetar på 720 kHz i en hemmabio från Samsung.
Denna artikel förklarar GaN-komponenters karaktäristik med fokus på kaskodkoppling tillsammans med prestanda- och verkningsgradsförbättringar som är möjliga i andra applikationer som kraftaggregat och motorstyrningar.
GaN HEMT
Det grundläggande GaN-byggblocket är en High Electron Mobility Transistor (HEMT) som är tillverkad med olika GaN-lager på ett substrat. Kisel är det rekommenderade substratet eftersom det finns tillgängligt i stora waferstorlekar och till mycket lågt pris.
Alternativa substrat som SiC eller safir kan göra det lättare att odla GaN-lagren men den oöverkomliga kostnaden för dessa substrat gör dem fullständigt opraktiska att kommersialisera och få vidare användning.
HEMT är i sig mycket snabba och med normalt tillslaget läge (”normally on”) och liknar ett motstånd som kan stängas av genom att anbringa en negativ biasspänning till gaten. Utarmingskaraktäristiken (normalt tillslaget läge) kan vara en utmaning att använda i vanliga effektelektroniktopologier. Exempelvis används halvbryggetopologier ofta i många applikationer idag.
Om man använder utarmings-FETar både i den övre och undre switchen är det nödvändigt att ha gatestyrkretsar som kan ge negativ bias innan man spänningssätter likspänningsbussen eftersom halvbryggan kortsluter bussen utan bias. Ett annat alternativ är att också inkludera en huvudswitch som inte körs i utarmningsmod i serie med halvbryggan och som öppnas när bryggan är igång men detta ökar kostnaden och ledningsförlusterna.
Alternativt kan konstruktionen med GaN HEMT justeras till att ändra tröskelspänningen från negativ till positiv vilket resulterar i normalt frånläge, som för transistor av anrikningstyp (”normally off”).
GaN HEMT av anrikningstyp är kommersiellt tillgängliga för låg- och mellanspänning (upp till 200 V) och utlovas komma för högre spänningar (600 V) snart. Emellertid måste med dagens teknik behändigheten med anrikningstyp balanseras mot prestanda och tålighet på grund av utmaningarna med styrelektroniken. GaN HEMT av anrikningstyp har låg tröskelspänning och typiskt bara 1 V mellan fullt anriknings VGS och absolut maximum VGS. Givet det extremt snabba beteendet i switchningen av GaN HEMT blir gatestyrningen känslig för påverkan från ”gate-studsar” beroende på kopplingen C dv/dt från drain till gate och L di/dt-spänningsspikar som beror på snabba strömförändringar i parasitisk induktans i kapsel och layout. Emellertid har GaN HEMT av anrikningstyp några attraktiva egenskaper och kommer utan tvekan att undergå förbättringar i kommande generationer

Varför kaskodkoppling?
Kaskodkoppling av en GaN HEMT och en lågspänd (20 – 40 V) kisel-FET visas I fig. 1.

Fig 1. GaN kaskod-FET.

Kaskodkoppling beter sig som en lågspänd kisel-FET med sitt arbetsområde utökat med en GaN HEMT. GaN HEMTen är ansluten till kisel-FETens drain och ökar spänningsområdet upp till 600 V. Eftersom HEMTens gate är ansluten till kisel-FETens source blir kisel-FETens VDS negativ för GaN HEMTens VGS och ger automatiskt den negativa bias-spänning som behövs för avstängning. Denna konfiguration hjälper till att mildra gate-drivningsproblemen eftersom den styrda gaten faktiskt är den lågspända kisel-FETen. Kvarstår gör dock problemet med den tidigare nämnda ”gate-studsningen” men tröskelspänningen och maximal gatespänning är mycket högre än för en HEMT av anrikningstyp vilket minskar känsligheten för dessa fenomen. Notera att kaskodkretsen i fig 1 är en enhet från International Rectifier med fyra terminaler i stället för de vanliga tre för en FET. Även om Kelvin-sourceanslutningen är ansluten till samma kretsnod som den huvudsakliga sourcen följer den en annan strömväg skild från huvudströmmen och eliminerar gemensam source-induktans och minskar ytterligare problem med gate-styrningen beroende på parasitisk L di/dt.

Karaktäristik för den inbyggda dioden
GaN kaskod-FET har utmärkta data för den inbyggda dioden (body diode). Detta är en av huvudfördelarna med 600 V GaN-kaskodswitchar. Jämfört med IGBTer, ”superjunction” eller andra kisel-FET-alternativ är den i GaN-kaskoden inbyggda diodens omvända återhämtningsladdning (reverse recovery, Q_rr) klart mycket bättre (liknar kisel-Schottky). Uppmätt Q_rr är dessutom nästan konstant över temperaturen, att jämföra med 2-3 gångers ökning vid förhöjd temperatur för kisel-FETar. Orsaken till detta för en given Rds(on) är att Q_rr i en 20-40 V FET är många storleksordningar lägre än för en 600 V FET. HEMT har inga minoritetsbärare så det tillkommer lite kapacitans men ingen omvänd återhämtningsladdning. Därför har kaskodkomponenten lågt Q_rr, som för en 25 V kisel-FET, men klarar 600 V. Fig 2 visar omvänd återhämtningskaraktäristik för jämförbar inbyggd diod i IGBT CoPack med den inbyggda dioden i GaN-kaskodkomponenten och kisel-”superjunction”. IGBT-dioden (röd) har ungefär 20 gånger högre och Superjunction FET (blå) ungefär 200 gånger högre Q_rr än GaN-kaskodkomponenten (grön).
Konsekvenserna med lågt Q_rr är betydande eftersom den inbyggda diodens prestanda oftast är den begränsande faktorn i hårda switchapplikationer. 600 V GaN-kaskodkomponenten har mindre ledningsförluster än en IGBT och har omvänd återhämtningsladdning mindre än för den ultrasnabba diod som ofta används tillsammans med IGBTer. Detta gör det möjligt att arbeta med halvbryggetopologi vid mycket höga frekvenser med mindre lednings- och switchförluster. Den minskar ringning och överslängar jämfört med kiselbaserade alternativ.
Även för mjukswitchade alternative som resonant LCC-omvandlare kan GaN-kaskod minska dödtiden och switcha snabbare än kisel-”superjunction” eftersom dess totala utgångsladdning Q_oos är mindre än hälften än för en FET med motsvarande Rds(on). Även om LCC-topologin är ZVS (zero-voltage switch ) så finns det fortfarande lite ledning i den inbyggda dioden innan omvänd ledning i kanalen. Problem med lång bärarlivstid i ”superjunction”-strukturer kommer att påverka total prestanda. Den extremt olinjära karaktäristiken för Q_oss i ”superjunction”-strukturer tar typiskt hundratals nanosekunder att ladda och det resulterar i häftig dv/dt-drainspänning när den väl är laddad. En GaN-kaskod-FET med samma R_ds(on) laddar 2-3 gånger snabbare och har ett mer välartat dv/dt jämfört med ”superjunction”. Av dessa orsaker möjliggör GaN-kaskod högre arbetsfrekvens i en LCC-omvandlare utan ytterligare förluster jämfört med motsvarande ”superjunction”.

Komponentkapacitans och –laddning
För hårdswitchande topologier laddas FETens utgångsladdning Qoss ur vid varje cykel så Q_oss är en av parametrarna i de frekvensberoende switchförlusterna. En vanlig switchförlustberäkning för en FET är därför R_DS(on) × Q_OSS – med andra ord hur mycket utgångsrelaterad laddning förloras vid varje cykel för ett given R_DS(on). GaN-kaskodswitchar är ungefär 3 gånger bättre än de idag tillgängliga bästa ”superjunction”-FET:arna och denna relation kommer att öka i kommande generationer.
Det förekommer ibland förvirring med vad som menas med Q_oss och Q_rr. Emedan dessa parametrar mäts separat under olika förhållanden föreligger det ett visst överlapp som kan maskera den stora fördelen med en teknologi som GaN-kaskod.
Omvänd återhämtningsladdning Q_rr mäts med en specialiserad halvbryggelösning som är känd som dubbelpulstester; en ström genom den inbyggda dioden åstadkommes i den övre FETen och den undre slår sedan till vilket framtvingar en omvänd återhämtning i den övre inbyggda dioden. Strömmen mäts som en funktion av tiden och den totala ledningsytan integreras vilket resulterar i laddningen med parametern Q_rr. Man kan föreställa sig en ideal diod med en liten parallell kapacitans som utvärderas på detta sätt. Den ström som behövs för att ladda ur kapacitansen uppenbarar sig som negativ ström som integreras och benämnes Q_rr men det är inte den riktiga återhämtningsladdningen (en ideal diod har ingen), det är bara kapacitiv laddning.
Poängen är att den traditionella mätningen av Q_rr klumpar ihop sann Q_rr plus Q_oss som en parameter och kallar den Q_rr. Detta är viktigt eftersom vissa topologier är mer känsliga för sann Q_rr och mindre för Q_oss.
Exempelvis kan en mjukswitchande topologi föra in Q_oss i resonanskretsen och göra den i stort sett förlustfri. Men fördröjningen och backströmmen som kommer av diodens rekombinationstid relaterad till sann Q_rr kommer att medföra förluster. Slutsatsen är att bara titta på ett datablads parametrar eller enkla typvärden kanske inte förtäljer hela historien. Varje komponent måste nogsamt utvärderas för sina sanna förluster i en koppling.
Gateladdning är en annan parameter där GaN-kaskodkomponenter visar på påtagliga fördelar över alternativa kisel-FETar. Normalisera igen för Rds(on) genom att jämföra R_ds(on) × Q_g under samma betingelser så har GaN-kaskodkomponenten 8 gånger lägre gateladdning. Eftersom gateladdningen helt tas omhand av gatestyrningskretsen under både laddning och urladdning för varje switchcykel påverkar minskning av Q_g direkt förlusterna i gatestyrningskretsarna vilket förbättrar totala verkningsgraden och då speciellt vid höga frekvenser.

Resultat – vad gör GaN-kaskod till en bättre switch?
De topologier som vanligtvis används för kraftelektronik har utvecklats i takt med tillgängliga halvledare. Unipolära topologier (som inte involverar inbyggd diodledning) är de vanligast förekommande och då tillsammans med ”superjunction”-FETar – till exempel ”bost PFC” och olika ”forward”-deriverade topologier.
När en diodfunktion behövts har man använt en kisel-Schottky-diod för bästa verkningsgrad. GaN möjliggör topologier som kräver lågt Rds(on) OCH en utmärkt inbyggd diod och flyttar applikationer till områden där traditionella FETar inte presterar tillräckligt bra. Exempel är högeffektiva topologier för hög frekvens som brygglösa ” boost PFC” och fasskiftande fullbryggeomvandlare. Även applikationer för motorer kan dra nytta härav trots dess vanligtvis låga switchfrekvens. GaN kaskod-FETar har lägre ledningsförluster än IGBTer och då speciellt vid lätt last – perfekt för kompressorer och andra applikationer som större delen av tiden går med 10 – 20 procents last.
GaN kan också arbeta i synkron likriktarmod med lägre ledningsförluster än IGBTer. Även i jämförelse med kisel-FETar – till och med FREDFETar (Fast Recovery Epitaxial Diodes) har GaN-kaskod överlägsen omvänd återhämtning vilket möjliggör kortare omslagstid under hård switchning och som därmed minskar switchförlusterna utan att öka EMI.
Slutsatsen är att den inbyggda dioden begränsar prestanda i alla switchvarianter för 600 V eftersom det alltid föreligger en kompromiss mellan switchfrekvens och EMI som orsakas av parametrarna di/dt och dv/dt för omvänd återhämtning. Med andra ord – man måste sakta ner kisel-FETar och därmed öka switchförlusterna för att klara av EMI.
Den första generationen GaN FETar, som nu kommersialiseras, visar på betydande förbättringar jämfört med de bästa tillgängliga kisel-FETarna och teknologin har en lång och ljus framtid framför sig med stora förbättringar för varje ny generation.

Fig 2. En jämförelse av karakteristiken för ”reverse recovery” mellan GaN och kiselbaserade switchar.

Filed under: Halvledarteknik